跳关控制电路有控制正向电流的调光电路，可控硅调光电路，PWM调光电路，PFM调光控制电路，PWM_PFM调光控制电路，PSM调光控制电路。可控硅调光电路用于交流电源的情况，而改变正向电流存在很明显的缺陷，而且不用于DC-DC变换器中，所以基于Buck型DC-DC变换器的调光控制电路是上述的后面四种电路，下面逐一进行介绍，并且根据要求选择比较适合本文的电路。

  PWM控制模式PWM控制模式的基本工作原理是在输入电压变化，内部参数变化，外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路的开关导通时间，使得开关电源的输出电压或者电流等被控制信号稳定。PWM调制，是指开关周期T恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比从而控制电路。具体占空比的表征如下图：其中，tD为DIM脉冲上升至信号传到功率FET的时间，tSU为LED从0上升到所需电流的时间 ,tSD为LED从DIM下降沿到LED电流等于0的时间。误差信号与斜坡信号的比较是PWM调制方式的明显特征。PWM调制方式在较宽的负载范围内都具有较高效率，且频率恒定，噪声频谱相对窄，利用简单的低通滤波技术便可得到低纹波输出电压。因此PWM是目前应用在开关电源中比较普遍的一种控制方式。图2为电压型的PWM控制模式。图中的Vfb为系统输出电压的采样信号，Vref为基准电压信号，二者经过误差放大器的放大作用，产生误差信号Ve，Ve与斜坡发生器产生的斜坡电压通过PWM比较器后产生PWM调制信号，用于控制开关管的通断。电路的具体调制过程如下：当由于负载变化、噪声等因素使输出电压高于额定值时，其采样电压也必然升高，使Vfb高于基准电压Vref，则误差放大器的输出电压Ve减小，Ve在与斜坡电压比较时产生的PWM控制信号的占空比变大，从而使开关管的导通时间缩短，即输入的能量减少，所以输出电压降低，达到了稳定输出电压的功能。当输出电压变低时，情况相反。其调节过程的波形如图3所示。因为一般DC-DC变换电路可认为是一个二阶系统，有两个独立的变量，即电感电流和电容电压。控制方式分为单环控制和双环控制：单环控制是指采样一个输出变量，分为电压控制和电流控制；双环控制分为电流型和V2型，电流型为采样输出电压也直接采样电感电流，V2型为采样输出电压间接采样电感电流。反馈控制模式有电压模式控制PWM、峰值电流模式控制PWM、平均电流模式控制PWM、滞环电流模式控制PWM以及相加模式控制PWM。而LED驱动电路要求有恒定的输出电流，设计大功率LED驱动时，一般会用电流型的反馈控制模式。一、峰值电流的PWM控制模式峰值电流的PWM控制模式是双闭环控制管理系统，电压外环控制和电流内环控制。电流内环是快速按照逐个脉冲工作的，电流控制模式能够达到快速的瞬态响应。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。因此，峰值电流的PWM控制模式比起电压模式控制有大得多的带宽。图4中，误差放大器对基准电压Vref和输出电压采样信号Vfb之间的差值进行放大，得误差信号Ve。在一个开关周期内，由于输出电压变化很小，可认为在一个开关周期内Ve值不变。Ve送到PWM比较器的反相输入端，与电感电流采样信号Vsense作比较。当窄脉冲时钟信号到来时，即每个开关周期的开始，S=1，R=0，触发器输出Q =0，功率管开始导通。脉冲很快消失之后，即S=0，R=0，触发器处于保持状态，功率管维持在导通状态。功率管处于导通状态，电感电流开始线性增大，Vsense也随着电感电流增大而增大。当Vsense 满足VsenseVe时，PWM比较器翻转，R=1，S=0，Q=1，功率管被关断，电感电流随后就线性下降，直到下一周期开始功率管重新导通后电感电流才会增加。那么在本周期内，功率管断开时刻的电流瞬时值即为电感电流峰值。峰值电流的PWM控制模式的优点：1. 暂态闭环响应较快，对输入电压和输出负载的变化的瞬态响应也比较快；2. 电感处于内部控制环路中，电感电流不再是一个单独的变量。整体系统成为一个由输出电容和负载电阻构成的单极点系统，控制环易于设计；3.输入电压的调整技术可与电压型控制的输入电压前馈技术相媲美；4.具有瞬时峰值电流限流功能；只考虑电流与电压的误差信号，峰值电流的PWM控制模式的缺点是当占空比高于0.5时出现次谐波不稳定状况，需要有斜坡补偿；即使占空比低于0.5也易发生高频亚谐波失真的可能性；噪声抑制差；负载调整差；峰值电流与平均电流有很大的误差。对于峰值电流模式的缺点，平均电流模式和斜坡补偿可以很好的予以改进。二、平均电流的PWM控制模式峰值电感电流的大小不能与平均电感电流的大小一一对应，平均电感电流值才是唯一决定输出电压大小的因素。下图5中有电压误差放大器，电流误差信号放大器以及PWM比较器。调节模式如图所示，其中VL代表跟踪电流编程信号实际电感平均电流，而VE代表平均电流跟踪误差信号。VE与三角锯齿波信号Vslope通过PWM比较器比较得到PWM 关断时刻。平均电流的PWM控制模式优点：1.不需要斜坡补偿，具有比较强的抗干扰特性；2.补偿放大器的电阻、电容使系统获得较好的动态特性；3.调试好的电路抗噪声性能优越；4.适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制。平均电流的PWM控制模式缺点：电流放大器在开关频率处的增益有最大限制；双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试复杂。三、滞环电流的PWM控制模式滞环电流模式控制原理如图6所示，调制器是由一个简单的带有固定迟滞量的比较器构成，用于对反馈电压和参考电压作比较，比较器输出去控制功率管的开关。当反馈电压超过参考电压Vref加上一个固定的迟滞总量时，迟滞比较器翻转，输出低，关断功率管，从而反馈电压开始降低，又当反馈电压低于参考电压Vref时，比较器输出高，再把功率管打开，完成一个周期的控制。其工作波形如图7所示。滞环电流模式优点：格外的简单的拓扑结构、对负载动态响应快、无需频率补偿等优点；当然，从迟滞控制模式的原理我们大家可以看出，它实际上是一个纹波比较控制器，依赖于一定的电压纹波，所以，迟滞控制模式具有纹波大的缺点。另外，迟滞控制模式的开关频率可近似这样计算：从式3开关频率公式能够准确的看出：如果输入电压若变化，必然会引起电感电流斜率的变化，从而会导致纹波斜率的变化，引起开关频率的变化，所以，迟滞控制模式还具有开关频率变化大的缺点。PFM控制模式传统的脉宽调制(PWM)控制，具有稳定性高、输出纹波小等优点，但是当负载减小，其相对功耗大为增加、效率明显降低。实际应用的大多数场合，低负载的情况很多。当负载低于额定负载时，有两种方法可以采用，一种是减小功率MOS的宽度，另一种是降低开关频率。由于功率MOS集成于芯片内，尺寸通常无法改变，因此依据负载自动调节频率的脉频调制方法很有实用价值。脉冲频率调制方法分为两类:一种为Ton不变，Toff变化；另一种则相反。通常PFM电路的功耗较低，但是输出效率不如PWM，特别是负载很重时。图8是典型的PFM控制结构图，采用的是电压反馈模式控制的升压型结构。图中的Vout经过分压后送入比较器的反相输入端，比较器的同相输入为基准电压Vref。当Vout分压后低于Vref时，PFM逻辑电路工作于振荡器的频率，并保持一定的占空比;反之，PFM逻辑电路输出脉冲占空比不变，但它的工作频率大大降低。芯片的工作状况发生变化时，PFM 逻辑电路输出脉冲的频率自动改变。所以，在负载较轻或者空载情况下，芯片功耗降低，效率提高。方波信号切换到开关控制端，控制开关迅速导通或断开而使能量反复地存储到电感中，进而传递给输出电容来稳定输出电压。此结构还具有过流保护的功能。过流保护电路省去了检流电阻，直接利用功率MOS的导通电阻来检测其电压，电路采用逐个周期电流限制。当功率MOS电流达到预定的值，内部环路执行逐个周期电流限制，缩短了功率MOS的导通时间。这种电路结构不但减少了功率MOS 的导通功耗，还节省了芯片的空间和成本。脉冲频率调制(PFM)电路的优点：占空比变化范围大、效率高、功耗低；输出电压的可调范围比PWM方式大；在负载变化范围大时可得到较高的效率。脉冲频率调制(PFM)电路的缺点：滤波电感为了能适应较宽的频段，其体积和重量必定要增大。由于PFM调制信号在时域上的不断变化也使PFM控制器的分析和设计变得复杂。PFM转换器电压的纹波比较大，负载的调整范围比较窄，而且滤波成本高。1.恒定导通时间控制恒定导通时间控制也叫做可控导通时间控制，是对传统迟滞控制模式的一种改进。图9所示为恒定导通时间控制原理框图，利用比较器和一个可控制开关管导通时间（Ton）与输入电压Vin成反比例的单稳态触发器实现，如图中虚线框内部分。整个环路工作过程是这样的：比较器监控输出电压，当输出电压低于比较器参考电压Vref时，比较器输出触发单稳态触发器，一旦触发，单稳态触发器（开通定时器）产生一个与输入电压Vin成反比的稳态时间，控制功率管在固定的时间内导通；输入电压越高，稳态时间（即导通时间）越小；当这段单稳态定时到了之后，功率管就关断，完成一个周期的工作。其工作波形如图10所示。恒定导通时间控制模式的开关频率可这样简单计算：从式6开关频率公式能看出：恒定导通时间控制模式的开关频率只与输出电压有关，与输入电压无关。在一般的大功率LED照明驱动电路中，负载LED都是固定的，所以Vout也就固定。恒定导通时间控制的开关频率不会随着输入电压的不稳而变化，这对照明LED驱动的电磁兼容设计来说省了不少麻烦。同时，该操控方法仍然保留了传统迟滞模式的结构相对比较简单、对负载动态响应快、无需频率补偿等优点。采用恒定导通时间控制的大功率LED驱动电路结构如图11所示，跟一般的电流控制技术一样，也是采用采样电阻Rsense与LED串联，经过控制Rsense上的电压来直接控制LED中的电流。优化外围电路参数设计，能减小电流纹波。2.恒定关断时间控制恒定关断时间控制最大的目的是为维持开关频率的恒定，以减小噪声。具体思想如下：对于任何一个Buck转换器，占空比被定义为开关导通时间比上周期，且有：式中，D为占空比，Ton为开关导通时间，T为开关周期，Vout为输出电压，Vin为输入电压。从而可得到Buck转换器的关断时间Toff为：现在，如果我们设计一个电路使得Toff比例与(Vin-Vout)/Vin，那么开关周期T将固定，也就是说开关频率保持恒定了。由于使Toff与(Vin-Vout)/Vin 成比例的电路设计起来相对来说还是比较复杂，所以这种操控方法不是很经济适用。在本论文中，将不采用此种方案。其它控制模式PWM/PFM混合调制是指脉冲宽度与开关频率都能改变的方式，属于PWM和PFM两种调制方式的混合。它结合了轻载时PFM效率高和重载时PW效率较高及低噪声的特点。这种混合调制方式能充分结合前两者的优点，效果较好；但并不能完全克服它们的缺点，且电路设计复杂，不利于应用，因此至今并没有更多的发展。跨周期调制(PSM, PulseSkipping Modulation)的控制方式：通过改变有效工作频率来改变输出功率的。其开关损耗与输出功率成正比，效率几乎与负载无关。PSM通过调节跨过的周期数来稳定输出电压的大小，使PSM具有轻负载效率高、响应速度快等特点。当负载较重时，调制波跨过很少的周期，几乎满负荷工作。随着负载逐渐的变轻，PSM跳过的周期增多，当负载极轻的时候，PSM只在某个周期导通，从而轻载的效率非常高。控制模式的选择在上述基于Buck型的DC-DC开关电路选择控制方式时，能够正常的看到PSM,PWM/PFM,恒定关断时间的PFM由于其明显的缺陷被排除。峰值电流的PWM控制方式，占空比高于0.5的开环不稳定性，即谐波振荡，需要有斜坡补偿，电路变得复杂，即使如此也存在难以校正的峰值电流与平均电流有的误差，而本文在输入电压范围内占空比都超过0.5，高输入输出电压比的场合, 峰值电流控制模式下对电感电流进行采样时引入的干扰引发PWM比较器误判断, 从而使导通时间发生改变, 在高输入/输出电压比的场合, 微小的时间改变也会在较短的导通时间中占明显的比重;所以这种控制方式被排除。平均电流模式可知道虽然它有很多优点，可是系统调试要复杂的多，在很多场合用峰值电流控制就可完全实现。所以平均电流的PWM控制方式由于其复杂性也被排除。比较剩余的两种控制模式，恒定导通时间的PFM控制模式和滞环电流的PWM控制模式。滞环电流的PWM控制模式由电压下限和电压上限来控制开关管的开通和关断。恒定导通时间的PFM控制模式保留了电压下限的比较,引入了恒定导通时间来取代电压上限以实现控制开关管的关断。因此恒定导通时间的PFM控制模式既保留了滞环电流的PWM控制模式中因无误差放大器和环路补偿元件而瞬态响应快的优点, 又改善了迟滞控制模式中开关频率大小易受其他电路参数变化影响的缺点, 提高了频率稳定性。因此本文选取了恒定导通时间的PFM控制模式。深圳市程华电子有限公司主要营业产品包括中低压MOS管、DC-DC恒流IC、DC-DC恒压IC和肖特基二极管等。服务与支持：深圳市程华电子有限公司为客户提供产品选型、样板测试、技术上的支持等一体服务，可按照每个客户的参数要求提供高质量的芯片、成熟可靠的芯片解决方案、MOS管芯片订制、免费样品和DEMO板测试等。